Separering av signaler. Frekvensmultiplexering

L EK C I Z nr 16

Tema:

Disciplinföreläsningstext:"Teori om elektrisk kommunikation"

Kaliningrad 2013

Föreläsningstext nr 27

efter disciplin:"Teori om elektrisk kommunikation"

"Frekvens, tid och fasseparation av signaler"

Introduktion

Den dyraste delen av ett kommunikationssystem är kommunikationslinjen. I transmissionssystem kan det vanliga mediet vara koaxialkablar, balanserade eller optiska kablar, överliggande kommunikationskablar eller radiolänkar. Det blir nödvändigt att täta de fysiska kretsarna, sända information från flera tsamtidigt genom dem. Komprimering av kommunikationsledningen utförs med hjälp av kompressionsutrustning, som tillsammans med överföringsmediet bildar flerkanaligt överföringssystem.

Flerkanaligt överföringssystem(MRP) är en uppsättning tekniska medel som ger samtidig och oberoende överföring av två eller flera signaler över en fysisk krets eller kommunikationslinje.

Inom flerkanalig telekommunikation används frekvensdelningsmultiplexering (FDM) och tidsdelningsmultiplexering (TDM). Koddelningsmultiplexering används i mobila radiokommunikationssystem.

Med FDC tilldelas varje kommunikationskanal ett visst spektrum (band) av frekvenser. Med TDM sänds pulståg med mycket korta pulser till kommunikationslinjen, innehållande information om primärsignalerna och skiftas relativt varandra i tid.

MRP med RDC är analoga och MRP med RDC är digitala system.

För dessa ändamål skapas flera åtkomst- och komprimeringssystem. Det är dessa system som ligger till grund för modern kommunikation.

Frekvensuppdelning av signaler

Funktionsdiagrammet för det enklaste flerkanaliga kommunikationssystemet med frekvensseparation av kanaler visas i fig. 1

I utländska källor används termen Frequency Division Multiply Access (FDMA) för att beteckna principen om frekvensdelning av kanaler (FDMA).

Först, i enlighet med de sända meddelandena, modulerar de primära (individuella) signalerna med energispektra, ..., underbärvågorna för varje kanal. Denna operation utförs av modulatorer,, ..., kanalsändare. Spektran för kanalsignalerna som erhålls vid utgången av frekvensfiltren,, ..., upptar respektive frekvensband,, ..., som i det allmänna fallet kan skilja sig i bredd från meddelandespektra,, .. .,. Med bredbandsmodulationstyper, till exempel FM, spektrumbredden , dvs. i allmänhet. För enkelhetens skull kommer vi att anta att AM-SSB används (som är brukligt i analog SP med FDC), d.v.s. och .

Låt oss spåra huvudstadierna av signalbildning, såväl som förändringen av dessa signaler i överföringsprocessen (fig. 2).

Vi kommer att anta att spektra för individuella signaler är ändliga. Sedan är det möjligt att välja underbärvågorna w K så att banden, ..., inte överlappar parvis. Under detta tillstånd, signalerna; ömsesidigt ortogonal.

Därefter summeras spektra,, ..., och deras helhet matas till gruppmodulatorn (). Här överförs spektrumet med hjälp av bärvågsfrekvensoscillationen till det frekvensområde som är tilldelat för överföringen av denna grupp av kanaler, dvs. basbandssignalen omvandlas till en linjär signal. I detta fall kan vilken typ av modulering som helst användas.

Vid den mottagande änden matas den linjära signalen till gruppdemodulatorn (mottagare P), som omvandlar den linjära signalens spektrum till gruppsignalens spektrum. Basbandssignalens spektrum delas sedan åter upp med hjälp av frekvensfilter,, ..., i separata band motsvarande de individuella kanalerna. Slutligen omvandlar kanaldemodulatorerna D signalspektra till meddelandespektra för mottagarna.

Av de givna förklaringarna är det lätt att förstå innebörden av frekvensdelningsmetoden. Eftersom vilken riktig kommunikationslinje som helst har en begränsad bandbredd, allokeras vid flerkanalsöverföring en viss del av den totala bandbredden till varje enskild kanal.

På den mottagande sidan verkar signaler från alla kanaler samtidigt, och skiljer sig i positionen för deras frekvensspektra på frekvensskalan. För att separera sådana signaler utan ömsesidig störning måste de mottagande enheterna innehålla frekvensfilter. Vart och ett av filtren måste passera utan dämpning endast de frekvenser som hör till signalen för denna kanal; frekvensen för signaler för alla andra kanaler måste undertryckas av filtret.

I praktiken är detta inte genomförbart. Resultatet är ömsesidig interferens mellan kanaler. De uppstår både på grund av den ofullständiga koncentrationen av signalenergin för den k:te kanalen inom ett givet frekvensband, och på grund av ofullkomligheten hos verkliga bandpassfilter. Under verkliga förhållanden är det också nödvändigt att ta hänsyn till ömsesidig interferens av olinjärt ursprung, till exempel på grund av olinjäriteten hos gruppkanalens egenskaper.

För att reducera det transienta bruset till en acceptabel nivå är det nödvändigt att införa skyddsfrekvensintervall (Fig. 3).

Så, till exempel, i moderna flerkanaliga telefonkommunikationssystem tilldelas varje telefonkanal ett kHz-frekvensband, även om frekvensspektrumet för överförda ljudsignaler begränsas av ett band från

Frekvensuppdelning av signaler. Funktionsdiagrammet för det enklaste flerkanaliga kommunikationssystemet med frekvensseparation av kanaler visas i fig. 9.2.

Låt oss spåra huvudstadierna i bildandet av signaler, såväl som förändringen i dessa signaler i överföringsprocessen. För det första, i enlighet med de sända meddelandena, modulerar de primära (individuella) signalerna med energispektra Gi (ω), G2 (ω), ..., GN (ω) underbärvågorna co & för varje kanal. Denna operation utförs av modulatorer M1, M2, ....., MN kanalsändare. Spektra gk (ω) för kanalsignalerna som erhålls vid utgången från frekvensfiltren Φ 1, Φ 2, ..., Φ N upptar respektive frekvensbanden Δω 1, Δω 2, ..., Δω N (fig. 9.3), som i det allmänna fallet kan skilja sig i bredd från spektra av meddelanden Ω 1, Ω 2, ..., Ω N. För bredbandstyper av modulering, till exempel FM, är spektrumbredden Δω k ≈2 (β + 1) Ω k, för OM, Δω k = Ω k, dvs i det allmänna fallet, Δω k ≥ Ω k För enkelhetens skull , kommer vi att anta att OM används (som är brukligt i kabelsystem för flerkanalskommunikation med frekvensdelning), d.v.s.

Δω k = Ω och Δω = NΩ. (9.11)

Vi kommer att anta att spektra för individuella signaler är ändliga. Sedan är det möjligt att välja underbärvågorna för frekvenserna ω k så att banden Δω 1, ..., Δω 1 inte överlappar parvis. Under detta tillstånd är signalerna sk(t) (k = 1, ..., N) ömsesidigt ortogonala. Därefter summeras spektra g 1 (ω), g 2 (ω), ..., g N (ω) (SS) och deras kombination g (ω) matas till gruppmodulatorn (M). Här överförs spektrumet g (ω) med hjälp av svängningen av bärvågsfrekvensen ω 0 till det frekvensområde som är tilldelat för överföringen av denna grupp av kanaler, dvs. gruppsignalen s(t) omvandlas till en linjär signal s L (t) Alla former av modulering.

Vid den mottagande änden matas den linjära signalen till gruppdemodulatorn (mottagaren Π), som omvandlar spektrumet för den linjära signalen till spektrumet för gruppsignalen g (ω). Spektrum för basbandssignalen delas sedan återigen upp med hjälp av frekvensfilter Φ1, Φ2, ..., ΦN i separata band Δωk motsvarande de individuella kanalerna. Slutligen omvandlar kanaldemodulatorerna D spektra för signalerna gk(ω) till spektra för meddelandena Gk(ω) avsedda för mottagarna.

Av de givna förklaringarna är det lätt att förstå innebörden av frekvensdelningsmetoden. Eftersom vilken riktig kommunikationslinje som helst har en begränsad bandbredd, allokeras vid flerkanalsöverföring en viss del av den totala bandbredden till varje enskild kanal.

På den mottagande sidan verkar signaler från alla kanaler samtidigt, och skiljer sig i positionen för deras frekvensspektra på frekvensskalan. För att separera sådana signaler utan ömsesidig störning måste de mottagande enheterna innehålla frekvensfilter. Vart och ett av filtren Φl måste passera utan dämpning endast de frekvenser ω∈Δωk som hör till signalen för denna kanal; frekvenserna för signalerna för alla andra kanaler ω∉Δω k måste undertryckas av filtret.

Frekvensseparation av signaler med idealiska bandpassfilter kan matematiskt representeras enligt följande:

där g k (t) är impulssvaret för ett idealiskt bandpassfilter som passerar frekvensbandet Δω k utan distorsion. Uttryck (9.12) sammanfaller med (9.6) för viktfunktionen η k (t, τ) = g k (t-τ). I den spektrala domänen motsvarar transformation (9.12) att multiplicera spektrumet för gruppsignalen med den formade överföringsfunktionen (se fig. 9.3).

Så, ur synvinkeln av möjligheten till fullständig separation av signaler från olika kanaler, är det nödvändigt att ha sådana filter Φ k, vars bandbredd helt motsvarar bredden på signalspektrumet Δω k; filtret Φ k bör inte reagera på övertonskomponenter utanför Δω k-bandet. Detta betyder att signalenergin sk är helt koncentrerad inom det begränsade bandet Aωk som är allokerat till den k:te kanalen. Om båda dessa villkor var uppfyllda skulle det med hjälp av frekvensfilter vara möjligt att separera signaler från olika kanaler utan ömsesidig störning. Inget av dessa villkor är dock i grunden ogenomförbart. Resultatet är ömsesidig interferens mellan kanaler. De uppstår både på grund av ofullständig koncentration av signalenergin för den k:te kanalen inom ett givet frekvensband Δω k, och på grund av ofullkomligheten hos reella bandpassfilter. Under verkliga förhållanden är det också nödvändigt att ta hänsyn till ömsesidig interferens av olinjärt ursprung, till exempel på grund av olinjäriteten hos gruppkanalens egenskaper.

För att reducera det transienta bruset till en acceptabel nivå är det nödvändigt att införa skyddande frekvensintervall Δω prote (Fig. 9.4). Till exempel, i moderna flerkanaliga telefonkommunikationssystem tilldelas varje telefonkanal ett frekvensband på 4 kHz, även om frekvensspektrumet för överförda ljudsignaler är begränsat till ett band från 300 till 3400 Hz, dvs spektrumbredden är 3,1 kHz. Mellan frekvensbanden för intilliggande kanaler tillhandahålls intervall på 0,9 kHz, utformade för att minska nivån av ömsesidig störning vid filtrering av signaler. Detta innebär att i flerkanalskommunikationssystem med frekvensdelningssignaler används endast cirka 80 % av kommunikationslinjens bandbredd effektivt. Dessutom måste en mycket hög grad av linjäritet för hela basbandssignalvägen säkerställas.

Tidsindelning av signaler. Principen för tidsdelning av signaler är mycket enkel och har länge använts inom telegrafi. Den består i det faktum att med hjälp av omkopplaren K tillhandahålls den första gruppvägen i sin tur för att sända signalerna för varje kanal i flerkanalssystemet *. Vid sändning av kontinuerliga meddelanden används tidssampling (pulsmodulering) för tidsdelning. Först sänds signalen (pulsen) för den 1:a kanalen, sedan nästa kanal etc. tills den sista kanalen numrerad N, varefter den 1:a kanalen slås på igen och processen upprepas periodiskt (fig. 9.5).

* (I modern utrustning används praktiskt taget inte mekaniska omkopplare. Istället används elektroniska växlar, gjorda till exempel på skiftregister.)

I den mottagande änden är en liknande omkopplare K pr installerad, som förbinder gruppvägen i sin tur till mottagarna för motsvarande kanaler. Mottagaren för varje k-ro-kanal bör endast vara ansluten under hela k-ro-signalsändningen och stängas av resten av tiden, medan signalerna i andra kanaler sänds. Detta betyder att för normal drift av ett flerkanaligt tidsdelningssystem är synkron och fasdrift av omkopplarna på mottagnings- och sändningssidan nödvändig. Ofta, för detta, är en av kanalerna upptagen för överföring av speciella synkroniseringspulser, avsedda för den tidskoordinerade driften av K trans och K pr.

I fig. 9.6 visar tidsdiagrammen för ett tvåkanalssystem med AIM. Meddelandebäraren här är en sekvens av pulser (med en period T 0 = 1 / 2F max) som kommer till en pulsmodulator (MI) från en klockpulsgenerator (GTI). Gruppsignalen (fig. 9.6, a) matas till omkopplaren K pr. Den senare spelar rollen som "tillfälliga" parametriska filter eller omkopplare, vars överföringsfunktion K k (fig. 9.6.6) ändras synkront (med en period T 0) och i fas med förändringar överföringsfunktion K körfält:

Detta innebär att endast den k:te pulsdetektorn ID-k är ansluten till sändningsvägen inom varje tidsintervall Δtk. De meddelanden som tas emot som ett resultat av detektering av sk(t) levereras till meddelandemottagaren PS-k.

Operatören πk, som beskriver nyckelfiltrets funktion, klipper ut från signalen s(t) intervallen Δtk som följer med perioden To och kastar bort resten av signalen. Det är lätt att verifiera att det kan representeras i formen (9.6) if

Här, liksom tidigare, betecknar Δtk det intervall under vilket signalerna från den k:te källan sänds.

Med tidsdelning beror ömsesidig interferens främst på två skäl. Den första är att linjära distorsioner som härrör från det begränsade frekvensbandet och ofullkomligheten hos amplitud-frekvens- och fas-frekvenskarakteristika för varje fysiskt genomförbart kommunikationssystem bryter mot signalernas impulsnatur. Om spektrumet är begränsat under sändningen av modulerade pulser med ändlig varaktighet, kommer pulserna att "spridas ut" och istället för pulser med ändlig varaktighet kommer vi att erhålla processer som förlängs oändligt i tiden. Med tidsdelning av signaler kommer detta att leda till att en kanals pulser överlagras på andra kanalers pulser (fig. 9.7). Med andra ord sker ömsesidig överhörning eller intersymbolinterferens mellan kanaler. Dessutom kan ömsesidig interferens uppstå på grund av ofullständig synkronisering av klockpulserna på sändnings- och mottagningssidan.

För att minska nivån av ömsesidig störning är det nödvändigt att införa "vakt" tidsintervall, vilket motsvarar en viss spridning av signalspektrumet. Så i flerkanaliga telefonisystem är bandbredden för de effektivt överförda frekvenserna F = 3100 Hz; i enlighet med Kotelnikov-satsen, minimivärdet f 0 = 2F = 6200 Hz. I verkliga system väljs emellertid pulsrepetitionshastigheten med viss marginal: f 0 = 8 kHz. För att sända sådana pulser i enkanalsläge krävs en bandbredd på minst 4 kHz. Med tidsdelning av kanaler upptar signalen för varje kanal samma frekvensband, vilket bestäms under ideala förhållanden enligt Kotelnikov-satsen från relationen (utan att ta hänsyn till synkroniseringskanalen)

Δt k = T 0 / N = 1 / (2F totalt), (9,15)

där F total = NF, vilket sammanfaller med den totala systembandbredden i frekvensdelning. Även om teoretiskt sett tids- och frekvensseparation tillåter en att erhålla samma effektivitet när det gäller att använda frekvensspektrumet, för närvarande är ändå tidsseparationssystem (separation är sämre än frekvensseparationssystem i denna indikator.

Samtidigt har tidsdelningssystem en obestridlig fördel på grund av det faktum att på grund av skillnaden i timing för överföring av signaler från olika kanaler, finns det ingen överhörning av olinjärt ursprung. Dessutom är tidsdelningsutrustning mycket enklare än frekvensdelning, där det för varje enskild kanal krävs lämpliga bandpassfilter, som är svåra att implementera med hjälp av mikroelektronik. En viktig fördel med tidsdelningssystem är den betydligt lägre toppfaktorn. Tidsdelning används i stor utsträckning vid överföring av kontinuerliga meddelanden med analog pulsmodulering, och speciellt i digitala PCM-system.

Notera också att den totala effekten P totalt för den mottagna signalen s(t) är nödvändig för att säkerställa den specificerade troheten i närvaro av fluktuationsstörningar, både med frekvens- och tidsdelningar (liksom med andra system som betraktas nedan med linjär division) i det idealiska fallet i N gånger större än effekten P för enkanalsöverföring med samma moduleringstyp P total = NP. Detta är lätt att förstå, eftersom när de oberoende signalerna läggs till ökar deras krafter. Faktum är att, på grund av överhörning, mottagningssäkerheten i ett flerkanalssystem under detta tillstånd är något lägre än i ett enkanalssystem. Genom att öka signaleffekten i ett flerkanalssystem är det omöjligt att minska effekten av överhörning, eftersom i detta fall också kraften hos den senare ökar, och i fallet med icke-linjärt brus växer den ännu snabbare än signaleffekten.

Fasseparering av signaler. Betrakta nu en uppsättning sinusformade signaler:

Här är informationen som ska sändas innesluten i förändringar i amplituden Ak (amplitudmodulering), bärvågsfrekvensen för signalerna ω 0 är densamma och signalerna skiljer sig i de initiala faserna φ k.

Bland uppsättningen av N signaler (9.16) är endast två godtyckliga signaler linjärt oberoende; alla n> 2 signaler är linjärt beroende. Detta innebär att vid en bärvågsfrekvens ω 0 för godtyckliga värden för amplituderna A i och Ak och faserna φ i och φ k, kan endast tvåkanalsöverföring * tillhandahållas.

* (Separation av signaler vid fasta värden av amplituderna A i och faserna φ i diskuteras i § 9.5.)

I praktiken används huvudsakligen värdet φ 2 - φ 1 = π / 2:

si (t) = Ai sin ω 0 t; s 2 (t) = A 2 sin (ω 0 t + π / t) = A 2 cos ω 0 t, (9,17)

I detta fall är signalerna s1(t) och s2(t) ortogonala, vilket underlättar implementeringen av systemet och förbättrar dess energiprestanda.

Vid sändning av diskreta meddelanden används ofta en kombinationsmetod för att bilda en gruppsignal. Kärnan i denna metod är som följer.

Låt det vara nödvändigt att organisera överföringen av oberoende diskreta meddelanden över en gemensam gruppkanal. Om varje element i meddelandet kan ta ett av de möjliga tillstånden, kommer det totala antalet systemtillstånd från källor att vara För identiska källor, därför,

Med hjälp av kodbasen är det således möjligt att samtidigt sända information från individuella kanaler som arbetar med kodbasen.

Om i synnerhet (meddelandeposten kan ta ett av två möjliga tillstånd, till exempel "0" och a är antalet kanaler, så är fyra olika kombinationer av marker "0" och "1" möjliga i båda kanalerna.

Uppgiften reduceras nu till överföring av några nummer som bestämmer kombinationens nummer. Dessa nummer kan överföras med vilken kod som helst. I denna överföring är basbandssignalen en mappning av en viss kombination av signaler från olika kanaler. Separation av signaler baserat på skillnaden i kombinationer av signaler för olika kanaler kallas kombinationsseparation.

Ett typiskt exempel på kombinationsseparation är ett dubbelfrekvensmoduleringssystem som ibland kallas dubbelfrekvenstelegrafi. För att sända fyra signalkombinationer av två kanaler används fyra olika frekvenser: med dubbelfasskiftningsnyckel (DPSK), varje kombination av tillstånd för kanalerna I och II motsvarar ett visst värde på gruppsignalens fas eller (tabell 8.2).

Som en illustration av principen för kombinationsseparation, betrakta ett exempel på signalseparation i ett tvåkanaligt frekvenstelegrafisystem (Figur 8.17). Här delas den mottagna signalen av filter kopplade till detektorer som arbetar i par för gemensamma belastningar.

Vid sändning av frekvens appliceras spänningen från utgången

genom dioder till ingångsterminalerna på enheterna i I- och II-kanalerna. Vid sändning av frekvens kopplas spänningen från filtret genom dioder till plintar och resp. Alla andra anslutningar i diagrammet i Fig. 8.17 är gjorda i enlighet med tabell. 8.2.

Tabell 8.2 (se skanning)

Ris. 3.17. Kombinationssignalseparation i DFM-systemet

För optimal mottagning används matchade filter snarare än bandpassfilter för att separera signaler vid frekvenser. Om frekvensintervallen mellan och uppfyller ortogonalitetsvillkoret bestäms felsannolikheten i en av DFM-kanalerna med optimal inkoherent mottagning enligt följande:

Jämförelse av DFM-systemet med ett konventionellt tvåkanaligt FM-frekvensdelningssystem visar att båda systemen upptar nästan samma frekvensband, dock är signaleffekten som krävs för att säkerställa en given trohet med DFM nästan hälften av den med frekvensdelning. Toppeffekten vid DFM är också betydligt lägre. Därför, i system med begränsad energi, finner kombinationsseparationen med DFM-metoden bred tillämpning.

I praktiken implementeras Raman BPSK-system i form av dubbel relativ fasmodulering DPSK av samma skäl som istället för absoluta PM-system används relativ PPS. På liknande sätt är det möjligt att bygga Raman-multiplexeringssystem för ett större antal kanaler - multipelfrekvens (MFM), multipel relativ fasmodulering (MPSM), etc.

När det gäller MFM, när man väljer frekvenser som säkerställer ortogonaliteten hos systemet av överförda signaler, ökar också den upptagna frekvensbandbredden exponentiellt. Sannolikheten för fel i varje kanal ökar också med ökningen, men mycket långsamt. Därför används sådana system i fall där den använda kommunikationskanalen har stora frekvensresurser, men dess energikapacitet är begränsad.

I fallet med OPSM, tvärtom, expanderar den upptagna bandbredden knappast med ökande, men sannolikheten för fel ökar mycket snabbt och för att bibehålla den erforderliga troheten är det nödvändigt att öka signaleffekten. Sådana system är lämpliga i situationer där det finns allvarliga begränsningar av kanalbandbredden och signaleffekten är praktiskt taget obegränsad.

Flerkanaliga kommunikationssystem studeras i detalj i särskilda tekniska kurser.

Om vi ​​betraktar det enklaste nätverket, bestående av två punkter A och B, mellan vilka N digitala kanaler är organiserade (det anges inte här hur), så är den oberoende överföringen av signaler genom dessa kanaler möjlig om dessa kanaler dividerat sinsemellan. Följande sätt att dela kanaler mellan två punkter är möjliga:

Space division, med hjälp av olika överföringsmedier för att organisera kanaler;

Tidsdelning (tidsdelning), som utför överföringen av digitala signaler vid olika tidsintervall i olika kanaler;

Koddelning, där division sker genom att tillämpa specifika kodvärden för varje signal;

Våglängdsdelning, där digitala signaler sänds över digitala kanaler organiserade vid olika våglängder i en optisk kabel;

Modseparation vid organisering av en kanal på olika typer av elektromagnetiska vågor (moder) av ihåliga vågledare och optiska kablar;

Polarisationsseparation av en elektromagnetisk våg av ihåliga vågledare och en optisk kabel.

I alla fall innebär separationen av kanaler mellan två noder inte närvaron av ett enda medium för utbredning av en elektromagnetisk signal. För att sända signaler i ett utbredningsmedium, grupperas kanaler separerade av ett eller annat kriterium (förutom spatialt) med användning av kombinationsoperationen (multiplexering), som bildar ett digitalt överföringssystem (DSP).

I digitala omkopplingssystem (DSC) görs denna kombination och uppdelning av signaler oftast med hjälp av tidsmultiplexering. Tidsmultiplexering är för närvarande en viktig komponent, inte bara av DSP, utan även i DSC, och spelar en avgörande roll, speciellt vid kopplingen mellan dessa system. Inom telefoni definieras tidsdelningsmultiplexering som ett verktyg för att distribuera (dela och kombinera) telefonkanaler i tid när de sänds över en enda fysisk kommunikationslinje. I detta fall används en av typerna av pulsmodulering. Varje puls motsvarar en signal från en av kanalerna, signaler från olika kanaler sänds sekventiellt.

Principen för tidsmässig kombination av signaler visas i fig. 1.8, som visar en roterande kommutator TILL(mitten), växelvis ansluten till utgångarna på kanalsekvensen. Omkopplaren är ansluten till utgången på kanal 1 vid tillfället t, till utgången av kanal 2 vid tidpunkten t 2, till utgången av kanal N vid tidpunkten t N, varefter processen upprepas. Den resulterande utsignalen kommer att bestå av en sekvens av signaler från olika kanaler, förskjutna från varandra med tiden På.

Separationen av signaler på den mottagande sidan kommer att vara liknande: den roterande omkopplaren är växelvis ansluten till kanalerna, sänder den första signalen till kanal 1, den andra till kanal 2, etc. Uppenbarligen måste driften av omkopplarna på mottagnings- och sändningssidan synkroniseras på ett visst sätt, så att de signaler som anländer längs linjen riktas till de nödvändiga kanalerna. I fig. 1.9 visar tidsdiagrammen för fallet att kombinera tre kanaler genom vilka amplitud-pulsmodulerade signaler sänds.

Som nämnts ovan använder DSP:er PCM-signaler, som är digitala kodsekvenser som består av flera bitar.

Tillfällig sammanslagning flera PCM-signaler är en kombination av kodsekvenser som kommer från olika källor för gemensam överföring över en gemensam linje, där linjen åt gången tillhandahålls för överföring av endast en av de mottagna kodsekvenserna.

Temporell kombination av PCM-signaler kännetecknas av ett antal parametrar. Cykel temporal kombinering är en uppsättning på varandra följande tidsintervall tilldelade för överföring av PCM-signaler från olika källor. I tidskombinationscykeln tilldelas varje PCM-signal ett specifikt tidsintervall, vars position kan bestämmas entydigt. Eftersom varje signal vanligtvis motsvarar sin egen sändningskanal, kallas ett sådant tidsintervall som tilldelas för sändningen av en kanal tidslucka(CI). Det finns två typer av cykler - grundläggande, vars varaktighet är lika med samplingsperioden för signalen, och supercykel - en upprepad sekvens av på varandra följande huvudcykler, i vilken positionen för var och en av dem bestäms unikt.

Ris. 1.8. Cirkulär tolkning av tidsmultiplexering

Ris. 1.9. Tillfällig sammanslagning

Vid konstruktion av PCM-utrustning används homogen tillfällig förening PCM-signaler, vid vilka bithastigheterna för kodorden för de kombinerade PCM-signalerna är desamma. Detta gör det möjligt att producera gruppförening PCM-signaler och bygger på detta hierarkiska system för överföring av PCM-signaler.

Separation av signaler - säkerställer oberoende överföring och mottagning av många signaler på samma kommunikationslinje eller i samma frekvensband, där signalerna behåller sina egenskaper och inte förvränger varandra.

Med fasseparation sänds flera signaler på en frekvens i form av radiopulser med olika initiala faser. För detta används relativ- eller fasskillnadsnyckel (konventionell fasmodulering används mindre ofta). För närvarande har kommunikationsutrustning implementerats som tillåter samtidig överföring av signaler med två och tre kanaler på en bärfrekvens. Således skapas flera kanaler för sändning av binära signaler i en frekvenskanal.

I fig. 11.3, a är ett vektordiagram för dubbelfasskiftningsnyckel (DPSK),

tillhandahålla överföring av två kanaler på en frekvens. I den första faskanalen sänds noll (en puls med negativ polaritet) av strömmar med en fas på 180 °, och en (en puls med positiv polaritet) sänds av strömmar med en fas på 0 °. I den andra faskanalen används strömmar med faserna 270 respektive 90°, d.v.s. den andra kanalens signaler rör sig med 90° i förhållande till den första kanalens signaler.

Antag att det är nödvändigt att sända kodkombinationer 011 i den första kanalen (fig. 11.3, c) och 101 i den andra (fig. 11.3, d) på en frekvens med DMF-metoden. Fasskiftningsprocessen för den första kanalen visas med heldragna linjer och för den andra - med streckade linjer (Fig. 11.3.6, e)). Således motsvarar varje kodord sin egen sinusformade spänning. Dessa sinusformade svängningar läggs till och den totala sinusformade svängningen av samma frekvens skickas till kommunikationslinjen, som

indikeras med en streckad linje i fig. 11.3, e. Här visas också att i intervallet 0 - t1

noll på den första kanalen och en på den andra kanalen sänds, vilket motsvarar

överföring av vektor A med en fasvinkel på 135°. I intervallet t1 - t2 motsvarar sändningen av en på den första kanalen och noll på den andra en vektor B med en vinkel på 315 °. och i intervallet t2 - t3 - vektor C med en vinkel på 45 °, eftersom enheter sänds genom den första och andra kanalen.

Blockschemat för enheten för implementering av DMF visas i fig. 11.4. Bärargeneratorn H har en fasförskjutningsanordning FSU för att erhålla en fasförskjutning av den sinusformade svängningen med 90° i den andra kanalen. Fasmodulatorer

FM1 och FM2 manipulerar i enlighet med fig. 11.3, e), och adderaren Σ adderar sinusformade svängningar. I receptionen efter förstärkaren

Separationen av båda kanalerna utförs i fasdetektorer - demodulatorerna FDM1 och FDM2, till vilka referensbärarspänningen tillförs från Gonn-generatorn,

i fas med spänningen för den kanalen. Till exempel vid ansökan från

förstärkare av den totala sinusformade spänningen (vektor A i Fig.11.3, b) på

en positiv spänning kommer att tilldelas demodulatorn för den första FDM1-kanalen,

motsvarande fasen 0 ° (mottagning av enheten på den första kanalen), sedan referensfasen

bärvågsfrekvensen sammanfaller med den första kanalens fas. Vektor A kan delas upp i två

komponenter: Af = 0 och Af = 90. I FDM1 samverkar signalkomponenten Af = 0 med

referensspänningen som tillförs denna kanal, och Af-komponenten kommer att undertryckas

(spänningen för den andra kanalsignalen vid FDM1-utgången kommer inte att visas, eftersom vektorn

referensfrekvensen är vinkelrät mot fasen för spänningsvektorn för den andra kanalen och

produkten av dessa vektorer blir lika med noll. Samtidigt, i FDM2, ankomsten av

den totala sinusformade spänningen (vektor A) kommer att skapa en positiv spänning som motsvarar 90 °-fasen (mottagning av en enhet i den andra kanalen),

eftersom fasen för referensfrekvensen är 90° förskjuten från referensfrekvensen för den första

kanal, sammanfaller med den andra kanalens fas. Spänningen för signalen från den första kanalen till utgången

FDM2 kommer inte fram, eftersom referensfrekvensvektorn i denna kanal är vinkelrät

spänningsvektorn för den första kanalen och produkten av dessa vektorer kommer att vara lika med noll.

Sändningen av två meddelanden på samma frekvens kan utföras på liknande sätt kl

relativ fasskiftningsnyckel (DPM). Således använder DFM eller

DOFM låter dig dubbla bandbredden för kommunikationskanalen. Det är också möjligt

sändning av tre meddelanden på en frekvens med tre gånger den relativa