EntradaQué es un demodulador. Demodulación de señales moduladas en ángulo
Demodulador- un dispositivo de ingeniería de radio diseñado para extraer una señal de información de una oscilación de HF modulada. El proceso de obtener un voltaje (corriente), cambiando de acuerdo con la ley de modulación, a partir de un voltaje de alta frecuencia modulado se llama demodulación (detección). Dependiendo del tipo de modulación en la parte transmisora, se lleva a cabo una demodulación de amplitud, frecuencia o fase en el demodulador.
Demoduladores de amplitud. Los demoduladores de amplitud están diseñados para convertir una señal de RF, modulada en amplitud, en un voltaje que cambia de acuerdo con la ley de modulación. Se utilizan como detectores principales de la señal recibida y son la parte principal de los demoduladores de fase y frecuencia. La demodulación de amplitud se realiza en sistemas no lineales, que consisten en un elemento resistivo no lineal (diodo) y un circuito pasivo lineal, que es la carga del demodulador. Al demodular pulsos, una de las tareas es: la envolvente de los pulsos, la selección de la envolvente de la secuencia de pulsos En el primer caso, los pulsos de CC (pulsos de video) se obtienen a la salida del demodulador de amplitud, por lo tanto tal El modulador también se llama detector de video (modulador de video), en el segundo, el voltaje de salida es proporcional al valor máximo de la amplitud (pico) y el demodulador se llama pico. Actualmente, los detectores síncronos se suelen utilizar como detectores de amplitud. La unidad principal de un detector síncrono es un multiplicador analógico (mezclador de frecuencia). Para que el multiplicador lleve a cabo la transferencia del espectro de la señal de frecuencia intermedia a la frecuencia cero (para realizar la demodulación de amplitud de la señal), es necesario aplicar una tensión de frecuencia intermedia con la fase coincidente con la fase. de la señal recibida a la segunda entrada del multiplicador analógico.
Demoduladores de frecuencia... Cuando se demodula una señal modulada por desplazamiento de frecuencia, se utilizan detectores de frecuencia (demoduladores). Un circuito típico de un demodulador de frecuencia es una combinación de filtros cruzados y un detector de amplitud.Los filtros se sintonizan con las frecuencias de la señal de FM (f1 y f2), desde la salida del filtro la señal se alimenta al detector de amplitud de video, se demodula y La secuencia de pulsos original (demodulada) se obtiene en la salida. El principio de clasificación de frecuencia de las señales recibidas se basa en la medición de la mitad del período (o período) de la señal recibida. Basado en la medición de la duración del semiciclo en modulación binaria, el solucionador identifica el semiciclo recibido con uno de los valores de polaridad de la señal. Por tanto, la señal de FM real se divide en segmentos de señal elementales que contienen el medio período de la onda portadora. La determinación de los límites de elementos individuales se lleva a cabo con una precisión que no excede la duración de un segmento de señal elemental. Una variación del método para medir la duración del medio período (período) de la señal recibida es el método de medir la diferencia en la incursión de fase de cada oscilación actual con respecto al período anterior.
Demoduladores de fase. Cuando se demodula una señal de fase modulada, se utilizan detectores de fase (demoduladores). Un detector de fase es un dispositivo cuyo voltaje de salida depende de la diferencia de fase entre dos voltajes comparados de la misma frecuencia. Aquellos. se deben aplicar señales con la misma frecuencia a la entrada del detector. Una señal es una señal modificada por desplazamiento de fase (del corresponsal) y la segunda es una forma de onda de referencia (generada en la estación de referencia). El circuito detector de fase se basa en: interruptor; detector de amplitud. El uso de un demodulador por desplazamiento de fase (PD) La aplicación tradicional de PD es en los sistemas de seguimiento de control automático de frecuencia, donde PD, junto con un generador de frecuencia variable, controlado por un voltaje (VCO) se incluyen en el circuito negativo. realimentación... La señal de referencia para este sistema de control automático es la frecuencia de la señal de entrada y el PD es un comparador. Además, se introduce cero en la función de transferencia del LPF instalado en la salida del PD frente al VCO para proporcionar un margen de estabilidad de fase. En el caso más simple, si el filtro de paso bajo es un filtro de paso bajo RC, entonces se puede obtener cero en la función de transferencia conectando una resistencia con la resistencia requerida en serie con el condensador del filtro. Los PD también se utilizan en sintetizadores, multiplicadores y divisores de frecuencia. En estos sistemas, no se alimentan las señales en sí mismas a la entrada PD, sino las señales obtenidas como resultado de la multiplicación, división, sumas y diferencias de las frecuencias requeridas. En la comunicación por radio, la DP se utiliza en sistemas para el control automático de frecuencia del oscilador local en receptores de radio superheterodinos. En telefonía, FD se utiliza en dispositivos de decodificación de tono de marcado. Cuando se estabiliza la frecuencia de rotación de los husillos y ejes, se aplica una señal del generador de referencia a una de las entradas PD, y los pulsos de las marcas del sensor de revolución de frecuencia se aplican a la segunda, y la señal de salida PD no controla el VCO, sino el accionamiento eléctrico del eje.
Anteriormente, examinamos señales con modulación de fase y frecuencia PM y FM, en este artículo analizaremos los problemas de extraer el componente de información de una señal de radio de paso de banda durante la modulación angular. Se supone que el lector está familiarizado con el funcionamiento del LO en cuadratura.Deje que haya una señal de paso de banda de entrada modulada en fase:
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Donde es la amplitud de la señal de entrada, es la frecuencia portadora de la señal, es la desviación de fase de la señal PM (índice de modulación de fase) y es la señal de modulación de la que se extraerá. Se supone que la señal de modulación no supera uno en valor absoluto.
Seleccione la envolvente de fase de la señal utilizando un oscilador local en cuadratura, como se muestra en la Figura 1.
Figura 1: Extracción de envoltura compleja usando un LO en cuadratura
Después de multiplicar la señal original por los componentes en cuadratura, obtenemos:
De la expresión (3) podemos expresar:
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(4) |
Por lo tanto, pudimos demodular la señal PM y extraer la señal de banda base original. Es necesario prestar atención a los siguientes puntos. Primero, las expresiones anteriores implican una recepción coherente de la señal PM, es decir, la ausencia de desajuste de frecuencia y fase entre la frecuencia de la portadora y la frecuencia del oscilador local en cuadratura, y en segundo lugar, se supone que la arcangente se calcula dentro de radianes (función arcangente 2). Si no se proporciona la condición de recepción coherente, entonces hay un desajuste de frecuencia y un desplazamiento de fase aleatorio de la señal PM recibida con respecto a la fase inicial del oscilador local. Por lo tanto, (2) se puede reescribir como:
| (7) |
Por tanto, la recepción incoherente da como resultado una componente lineal proporcional a la desafinación de la frecuencia más una fase inicial aleatoria añadida a la señal demodulada. Al mismo tiempo, comienza a aparecer el segundo efecto, que consiste en la periodicidad del arcangente. Si el término lineal excede en valor absoluto, entonces debido a la periodicidad de la arcangente, la salida será una "sierra" como se muestra en la Figura 2. Para eliminar la periodicidad, use las funciones de apertura de la arcangente (desenvolver - funciones).
Figura 2: Efecto de la periodicidad del arcangente
Por lo tanto, para recibir la señal PM, se requiere un procesamiento coherente, de lo contrario, la señal demodulada puede distorsionarse. En la práctica, la modulación PM analógica no se usa ampliamente debido a estas desventajas. Sin embargo, la modulación de fase digital, donde la señal de banda base es digital, ha encontrado tremendos usos. Con la modulación de fase digital, la señal de banda base es una onda cuadrada y la fase salta y da como resultado una clave de cambio de fase (PSK), pero más sobre eso en las siguientes secciones. Volveremos a la modulación de frecuencia. Con la modulación de frecuencia FM, la señal de banda base original está integrada:
Al diferenciar la envolvente de fase, obtenemos la frecuencia instantánea:
| (10) |
Tenga en cuenta que después de tomar la derivada, el desajuste de frecuencia afecta solo al componente de CC de la señal demodulada, que, por regla general, no transporta información y puede eliminarse mediante un filtro de paso alto. Sin embargo, el arcangente con "periodicidad indeseable" permaneció antes de la diferenciación. Eliminémoslo calculando la derivada del arcotangente en la expresión (10) como la derivada de una función compleja:
La señal de modulación original normalizada se muestra en la Fig. 4. La señal de modulación original era la modulación de frecuencia y fase de la señal a una frecuencia portadora de 25 kHz con una desviación de frecuencia con modulación de FM igual a 2 kHz y una desviación de fase de PM igual a 7 .
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La figura 5 muestra la salida de un detector de fase al demodular una señal de PM. Se puede ver que a la salida del arco tangente hay obvias sobrecargas de fase causadas por la periodicidad de fase. En la Fig. 6 se muestra la revelación de la periodicidad del arcoingente, con las correspondientes normalizaciones de los demoduladores PM y FM con sintonización fina de la frecuencia del oscilador local a la frecuencia portadora de la señal FM y PM. cuando se ajusta con precisión la frecuencia del oscilador local, la señal en la salida del demodulador de FM repite completamente la señal de banda base original, y en la salida del demodulador de PM está polarizada en CC en proporción a la fase de inicio aleatorio. La señal en la salida de los demoduladores PM y FM con un desplazamiento de frecuencia del oscilador local, respectivamente, 100 (en el caso de una señal PM) y 500 Hz (para una señal FM) se muestran en la Figura 7. Puede ver que el desplazamiento de frecuencia para una señal de FM desplaza solo el componente de CC en la salida del demodulador de FM, mientras que en la salida del demodulador de PM, se agrega un término lineal con un factor de proporcionalidad que depende de la desafinación de frecuencia del oscilador local.
Consideremos ahora la cuestión de revelar la periodicidad del arcangente. Para ello se utilizan algoritmos de desenvolver, de los cuales existen varias opciones. La primera opción es detectar saltos de fase en la salida de arco tangente cerca de radianes. Principio de funcionamiento este algoritmo se muestra en la Figura 8.
Debido al ruido y al muestreo de señales. En este caso, es posible perder un salto de fase y generar una señal incorrecta.
La segunda opción para revelar la periodicidad del arcangente es la siguiente. La señal de PM se demodula con un demodulador de FM de acuerdo con (11) utilizando la estructura que se muestra en la Fig. 3. El resultado es una frecuencia instantánea igual a la derivada de la fase. Después de eso, integre y restaure la fase sin usar el arcangente (vea la Figura 9).
Figura 9: Revelando la periodicidad del arcangente cuando se usa el demodulador FM
Este método no es aceptable en el caso de la modulación digital, ya que el demodulador de frecuencia no almacena información sobre la fase inicial; además, como resultado de la integración, se agrega una constante de integración aleatoria a la señal en la salida.
Otro, quizás el más La mejor manera revelando la periodicidad del arcangente, que está muy extendido en sistemas digitales con modulación por desplazamiento de fase: esta es la prevención de la incursión de fase más (es decir, la prevención de la periodicidad del arcangente) debido al uso de los bucles de seguimiento del bucle de bloqueo de fase, que se discuten en detalle en este artículo.
Por lo tanto, hemos considerado los problemas de la construcción de demoduladores PM y FM. Se demostró que para una señal de PM, la desafinación de frecuencia del oscilador local conduce a un término lineal en la salida del demodulador de PM, y en el caso de una señal de FM, con la desafinación de frecuencia, solo el componente constante en la salida del demodulador cambia. Se presentan los algoritmos de desenvolver para revelar la periodicidad del arcangente.
Investigación de coherente óptima
OBJETIVO DEL TRABAJO
Estudio del principio de funcionamiento de demoduladores. Funcionamiento del demodulador en condiciones de interferencia. Estudio de la influencia del umbral sobre la probabilidad de error en AM.
1.CODIFICACIÓN Y MODULACIÓN
V sistemas modernos transmisión de mensajes discretos, se acostumbra distinguir entre dos grupos de dispositivos relativamente independientes: códecs y módems. Códec se denominan dispositivos que convierten un mensaje en un código (codificador) y un código en un mensaje (decodificador), y módem- dispositivos que convierten un código en una señal (modulador) y una señal en un código (demodulador).
Al enviar un mensaje continuo a) primero se convierte en una señal eléctrica primaria b (t), y luego cómo; como regla general, una señal se genera con la ayuda de un modulador S t), que se envía a la línea de comunicación. Vacilación aceptada x (t) sufre transformaciones inversas, como resultado de lo cual se extrae la señal primaria b (t). Luego se usa para reconstruir el mensaje con precisión variable. a).
Se supone que se conocen los principios generales de modulación. Detengámonos brevemente en las características de la modulación discreta.
Con modulación discreta, el mensaje codificado a, que es una secuencia de símbolos de código- ( B i), se convierte en una secuencia de elementos (mensajes) de la señal ( s I). En un caso particular, la modulación discreta se reduce al efecto de los símbolos de código en la portadora. f (t).
Mediante modulación, uno de los parámetros de la portadora cambia según la ley determinada por el código. Cuando se transmite directamente, el portador puede ser CORRIENTE CONTINUA., cuyos parámetros cambiantes son la magnitud y la dirección de la corriente. Por lo general, como portadora, como en la modulación continua, se utiliza corriente alterna(vibración armónica). En este caso, puede obtener modulación de amplitud (AM), frecuencia (FM) y fase (FM). La modulación discreta a menudo se llama manipulación y un dispositivo que realiza una modulación discreta (modulador discreto) se denomina manipulador o generador de señales.
Figura 1. las formas de onda para código binario para varios tipos de manipulación. Con AM, el símbolo 1 corresponde a la transmisión de una onda portadora durante el tiempo T (transmisión), el símbolo 0 corresponde a la ausencia de oscilación (pausa). Con FM, la transmisión de una onda portadora con una frecuencia f 1 corresponde al símbolo 1, y la transmisión de la oscilación con la frecuencia f O corresponde a 0. Con FM binaria, la fase de la portadora cambia en 180 0 en cada transición de 1 a 0 y de 0 a
En la práctica, el sistema de modulación de fase relativa (OFM) ha encontrado aplicación. A diferencia de PM, en OFM, la fase de las señales no se mide a partir de algún estándar, sino a partir de la fase del elemento de señal anterior. En el caso binario, el símbolo 0 es transmitido por un segmento de una sinusoide con la fase inicial del elemento de señal anterior, y el símbolo 1 es transmitido por el mismo segmento con una fase inicial que se diferencia de la fase inicial del elemento de señal anterior por . En OFM, la transmisión comienza con el envío de un elemento no portador, que sirve como señal de referencia para comparar la fase del siguiente elemento.
2. DEMODULACIÓN Y DECODIFICACIÓN
La recuperación del mensaje transmitido en el receptor generalmente se lleva a cabo en esta secuencia. Producido por primera vez demodulación señal. En los sistemas de mensajería continua, la demodulación recupera la señal primaria que representa el mensaje transmitido.
En sistemas para la transmisión de mensajes discretos como resultado demodulación una secuencia de elementos de señal se convierte en una secuencia de símbolos de código, después de lo cual esta secuencia se convierte en una secuencia de elementos de mensaje. Esta transformación se llama descodificación.
La parte del dispositivo receptor que analiza la señal entrante y decide sobre el mensaje transmitido se llama el esquema decisivo.
En los sistemas de transmisión de mensajes discretos, el circuito de decisión generalmente consta de dos partes: la primera es demodulador y el segundo es descifrador.
Una señal distorsionada por interferencia aditiva y multiplicativa llega a la entrada del demodulador desde la salida del canal de comunicación. A la salida del demodulador, señal discreta, es decir, una secuencia de símbolos de código. Por lo general, el módem convierte un determinado segmento (elemento) de una señal continua en un símbolo de código (recepción elemento por elemento). Si este símbolo de código coincide siempre con el transmitido (recibido en la entrada del modulador), entonces la comunicación estaría libre de errores. Pero como ya se sabe, la interferencia conduce a la imposibilidad con absoluta certeza de restaurar el símbolo del código transmitido a partir de la señal recibida.
Cada demodulador está matemáticamente descrito por la ley, según la cual recibió en su entrada señal continua se convierte en un carácter de código. Esta ley se llama regla de decisión, o esquema de decisión... Los demoduladores con reglas de decisión diferentes producirán, en términos generales, decisiones diferentes, algunas de las cuales serán correctas y otras erróneas.
Supondremos que se conocen las propiedades de la fuente del mensaje y del codificador. Además, se conoce el modulador, es decir, se especifica qué implementación del elemento de señal corresponde a un símbolo de código particular, y también se especifica el modelo matemático del canal continuo. Es necesario determinar cuál debería ser el demodulador (regla de decisión) para garantizar la calidad de recepción óptima (es decir, la mejor posible).
Este problema fue planteado y resuelto por primera vez (para un canal gaussiano) en 1946 por el destacado científico soviético V.A. Kotelnikov. En este entorno, la calidad se evaluó mediante la probabilidad de recepción correcta del símbolo. El máximo de esta probabilidad
para una forma dada de modulación V.A. Kotelnikov llamó , y el demodulador que proporciona este máximo es el receptor perfecto. De esta definición se deduce que en ningún demodulador real la probabilidad de recepción correcta de un símbolo puede ser mayor que en un receptor ideal.
A primera vista, el principio de evaluar la calidad de recepción por la probabilidad de recepción correcta de un símbolo parece bastante natural e incluso el único posible. A continuación se mostrará que no siempre es así y que existen otros criterios de calidad aplicables en determinados casos particulares.
3. LA RECEPCIÓN DE SEÑALES COMO PROBLEMA ESTADÍSTICO
Por lo general, se proporciona el método de transmisión (método de codificación y modulación) y es necesario determinar la inmunidad al ruido que proporcionan los distintos métodos de recepción. Cual de formas posibles la recepción es óptima? Estos problemas son el tema de consideración de la teoría de la inmunidad al ruido, cuyos fundamentos fueron desarrollados por el académico V.A.Kotelnikov.
La inmunidad al ruido de un sistema de comunicación es la capacidad del sistema para distinguir (recuperar) señales con una confiabilidad determinada.
La tarea de determinar la inmunidad al ruido de todo el sistema en su conjunto es muy difícil. Por lo tanto, la inmunidad al ruido de los enlaces individuales del sistema a menudo se determina: un receptor para un método de transmisión dado, un sistema de codificación o un sistema de modulación para un método de recepción dado, etc.
La inmunidad al ruido máxima alcanzable se llama, según Kotelnikov, inmunidad potencial al ruido... La comparación de la inmunidad al ruido real y potencial de un dispositivo permite evaluar la calidad de un dispositivo real y encontrar reservas no utilizadas. Conociendo, por ejemplo, la posible inmunidad al ruido del receptor, se puede juzgar qué tan cerca está de él la inmunidad real al ruido. formas existentes recepción y cuán conveniente es su mejora adicional para un método de transmisión dado.
Información sobre la posible inmunidad del receptor cuando diferentes caminos Las transmisiones le permiten comparar estos métodos de transmisión entre sí e indicar cuáles de ellos son los más perfectos a este respecto.
En ausencia de interferencia, cada señal recibida NS corresponde a una señal bien definida s... Si hay interferencia, se viola esta correspondencia uno a uno. La interferencia, que actúa sobre la señal transmitida, introduce incertidumbre en cuanto a cuál de los posibles mensajes fue transmitido, y en la señal recibida NS sólo con cierta probabilidad se puede juzgar que se transmitió esta o aquella señal. Esta incertidumbre se describe posteriormente Distribución de probabilidad P (s / x).
Si se conocen las propiedades estadísticas de la señal s e interferencia w (t), luego puede crear un receptor, que, basado en el análisis de la señal NS encontrará la distribución posterior P (s | x). Luego, en función del tipo de esta distribución, se toma una decisión sobre cuál de los posibles mensajes se transmitió. La decisión la toma el operador o el receptor mismo de acuerdo con la regla, que está determinada por el criterio dado.
La tarea es reproducir el mensaje transmitido. la mejor manera en el sentido del criterio elegido. Tal receptor se llama óptimo, y su inmunidad al ruido será máxima para un método de transmisión dado.
A pesar de la naturaleza aleatoria de las señales NS, en la mayoría de los casos es posible identificar muchas de las señales más probables (x i), i = 1,2 ... m, correspondiente a la transmisión de alguna señal s yo... La probabilidad de que la señal transmitida se reciba correctamente es P (x i / s i), y la probabilidad de que se haya aceptado por error es 1- P (x yo | s yo) =. La probabilidad condicional P (x j | s i) depende del método de conformación de la señal, de la interferencia presente en el canal y del esquema de decisión elegido por el receptor. La probabilidad total de recepción errónea de un elemento de señal será obviamente igual a:
dónde P (s i)- probabilidades a priori de las señales transmitidas.
4. CRITERIOS PARA UNA RECEPCIÓN ÓPTIMA DE SEÑALES
Para determinar cuál de los esquemas de decisión es óptimo, es necesario en primer lugar establecer en qué sentido se entiende por optimalidad. La elección del criterio de optimalidad no es universal, depende de la tarea en cuestión y de las condiciones de funcionamiento del sistema.
Deje que la suma de la señal y la interferencia llegue a la entrada del receptor x (t) = s k (t) + w (t), dónde s k (t)- la señal a la que corresponde el símbolo de código a k, w (t)- interferencia aditiva con una ley de distribución conocida. Señal s k en el sitio receptor es aleatorio con distribución a priori P (s k). Basado en el análisis de la fluctuación x (t) el receptor reproduce la señal s yo... Si hay interferencia, es posible que esta reproducción no sea completamente precisa. Basado en la implementación de la señal aceptada, el receptor calcula la distribución posterior P (s i / x) que contiene toda la información que se puede extraer de la implementación de la señal adoptada x (t). Ahora debe establecer el criterio por el cual el receptor emitirá en función de la distribución posterior P (s i / x) decisión con respecto a la señal transmitida s k.
Al transmitir mensajes discretos, el criterio de Kotelnikov se usa ampliamente ( criterio de observador ideal). De acuerdo con este criterio, se toma la decisión de que se ha transmitido una señal. s yo, para lo cual la probabilidad posterior P (s i / x) tiene el mayor
valor, es decir, la señal se registra s yo si las desigualdades se mantienen
P (s i / x)> P (s j / x), j yo. (1)
Cuando se usa tal criterio, la probabilidad total de una decisión errónea es P 0 será mínimo. De hecho, si en una señal NS se toma la decisión de que se ha transmitido una señal s yo, entonces, obviamente, la probabilidad de una solución correcta será igual a P (s i / x),
y la probabilidad de error es 1 - P (s i / x). De ahí se sigue que el máximo de la probabilidad posterior P (s i / x) corresponde al mínimo de la probabilidad total de error
dónde P (s i) - probabilidades previas de las señales transmitidas.
Basado en la fórmula de Bayes
P (s i / x) =.
Entonces la desigualdad (1) se puede escribir de otra forma
P (s i) p (x / s i.)> P (s j) p (x / s j)(2)
Función p (x / s) a menudo llama función de probabilidad... Cuanto mayor sea el valor de esta función para una implementación de señal dada NS, más plausible que la señal se haya transmitido s... La relación incluida en la desigualdad (3),
llamado Índice de probabilidad... Usando este concepto, la regla de decisión (3) correspondiente al criterio de Kotelnikov se puede escribir como
Si las señales transmitidas son igualmente probables P (s i) = P (s j) =, entonces esta regla de decisión toma una más simple
Así, el criterio de un observador ideal se reduce a comparar razones de verosimilitud (5). Este criterio es más general y se denomina criterio de máxima verosimilitud.
Considerar sistema binario, en el que la transmisión de mensajes se realiza mediante dos señales s 1 (t) y s 2 (t) correspondiente a dos símbolos de código un 1 y un 2... La decisión se toma en función del resultado del procesamiento de la fluctuación recibida. x (t) método de umbral: registrado s 1, si NS<х 0 , y s 2, si x x 0, dónde x 0- algún nivel de umbral NS... Puede haber errores de dos tipos: reproducidos s 1 cuando pasa s 2, y s 2 cuando pasa s 1... Las probabilidades condicionales de estos errores (probabilidades de transición) serán:
Los valores de estas integrales se pueden calcular como las áreas correspondientes delimitadas por la gráfica de las densidades de la distribución de probabilidad condicional (Fig. 2). Las probabilidades de errores del primer y segundo tipo, respectivamente:
P I = P (s 2) P (s 1 | s 2) = P 2 P 12,
P II = P (s 1) P (s 2 | s 1) = P 1 P 21.
La probabilidad total de error en este caso es
P 0 = P I + P II = P 2 P 12 + P 1 P 21.
Permitir P 1 = P 2, luego
P 0 =.
Es fácil ver que en este caso el mínimo P 0 tiene lugar en P 12 = P 21, es decir, al elegir un umbral de acuerdo con la figura 2. Por tal umbral P 0 = P 12 = P 21... Figura 2. sentido P 0 definido por el área sombreada. Para cualquier otro valor del umbral, el valor P 0 habra mas.
A pesar de su naturalidad y sencillez, el criterio de Kotelnikov tiene inconvenientes. La primera es que para construir un circuito de decisión, como se desprende de la relación (2), es necesario conocer las probabilidades previas de transmisión de varios símbolos de código. La segunda desventaja de este criterio es que todos los errores se consideran igualmente indeseables (tienen el mismo peso). En algunos casos, esta suposición no es correcta. Por ejemplo, al transmitir números, un error en los primeros dígitos significativos es más peligroso que un error en los últimos dígitos. La omisión de un comando o una falsa alarma en diferentes sistemas de alerta puede tener distintas consecuencias.
Por tanto, en el caso general, a la hora de elegir el criterio de recepción óptima, es necesario tener en cuenta las pérdidas sufridas por el destinatario del mensaje en caso de diversos tipos de errores. Estas pérdidas pueden expresarse mediante algunos pesos asignados a cada una de las decisiones erróneas. El esquema de decisión óptimo será aquel que proporcione riesgo promedio mínimo... El criterio de riesgo mínimo pertenece a la clase de los denominados criterios bayesianos.
En radar, el criterio de Neumann-Pearson se usa ampliamente. Al elegir este criterio, se tiene en cuenta, en primer lugar, que una falsa alarma y fallar un objetivo no son equivalentes en sus consecuencias y, en segundo lugar, que se desconoce la probabilidad a priori de la señal transmitida.
5. RECEPCIÓN ÓPTIMA DE SEÑALES DISCRETAS
La fuente de mensajes discretos se caracteriza por un conjunto de posibles elementos de mensaje. u 1, u 2, ..., u m las probabilidades de aparición de estos elementos en la salida de la fuente P (u 1), P (u 2), ..., P (u m). En el dispositivo transmisor, el mensaje se convierte en una señal de tal manera que una determinada señal corresponde a cada elemento del mensaje. Denotemos estas señales por s 1, s 2 ..., s m y sus probabilidades de aparición a la salida de los transmisores (probabilidades previas), respectivamente, a través de P (s 1), P (s 2), ..., P (s m). Obviamente, las probabilidades previas de las señales P (s i) son iguales a las probabilidades previas P (u yo) mensajes relevantes P (s i) = P (u i). Durante la transmisión, la interferencia se superpone a la señal. Deje que esta interferencia tenga un espectro de potencia uniforme con intensidad.
Entonces, la señal en la entrada se puede representar como la suma de la señal transmitida sentarse) e interferencia w (t):
x (1) = s yo (t) + w (t),(yo = 1, 2, ..., m).
En el caso de que las probabilidades previas de las señales sean las mismas P (s 1) = P (s 2) = ... = P (s m) =, El criterio de Kotelnikov toma la forma:
De esto se deduce que, con señales igualmente probables, el receptor óptimo reproduce un mensaje correspondiente a la señal transmitida que tiene la desviación estándar más pequeña de la señal recibida.
La desigualdad (9) se puede escribir de otra forma, ampliando los paréntesis:
Para señales cuyas energías son las mismas, esta desigualdad para todos yo j toma una forma más simple:
En este caso, la condición para una recepción óptima se puede formular de la siguiente manera. Si todas las señales posibles son igualmente probables y tienen la misma energía, el receptor óptimo reproduce el mensaje correspondiente a la señal transmitida, cuya correlación cruzada con la señal recibida es máxima.
Así, para E 2 = E 1, el receptor Kotelnikov, que implementa las condiciones de operación (10), es correlación (coherente) (Fig. 3).
Arroz. 3. Receptor de correlación Fig.4. Receptor con filtros combinados.
La recepción óptima también se puede realizar en un circuito con filtros de línea adaptados (Fig.5), cuyas respuestas de impulso deben ser
g yo = cs yo (T - t), donde c es un coeficiente constante.
Los esquemas considerados de receptores óptimos son del tipo coherente, tienen en cuenta no solo la amplitud, sino también la fase de la señal de alta frecuencia. Tenga en cuenta que en los circuitos de los receptores óptimos no hay filtros en la entrada, que siempre están disponibles en los receptores reales. Esto significa que un receptor óptimo con interferencias fluctuantes no requiere filtrado en la entrada. Su inmunidad al ruido, como veremos más adelante, no depende del ancho de banda del receptor.
6. PROBABILIDAD DE ERROR EN LA RECEPCIÓN COHERENTE
SEÑALES BINARIAS
Determinemos la probabilidad de error en el sistema de transmisión de señales binarias cuando se recibe en el receptor óptimo. Esta probabilidad, obviamente, será la mínima posible y caracterizará la potencial inmunidad al ruido para este método de transmisión.
Si las señales transmitidas s 1 y s 2 equiprobable P 1 = P 2 = 0,5, entonces la probabilidad de error total P 0 con una recepción óptima de señales binarias s 1 (t) y s 2 (t) será igual a:
P 0 =, (11)
dónde Ф () =- la integral de la probabilidad.
De la fórmula anterior se deduce que la probabilidad de error P 0, que determina la inmunidad potencial al ruido, depende del valor: la relación entre la energía específica de la diferencia de señal y la intensidad del ruido. N 0... Cuanto mayor sea esta relación, mayor será la inmunidad potencial al ruido.
Por lo tanto, con señales igualmente probables, la probabilidad de error está completamente determinada por el valor. El valor de esta cantidad depende de la densidad espectral de la interferencia. N 0 y señales transmitidas s 1 (t) y s 2 (t).
Para sistemas con una pausa activa, en los que las señales tienen la misma energía, la expresión para 2 se puede representar de la siguiente manera:
donde es el coeficiente de correlación cruzada entre señales, es la relación entre la energía de la señal y la potencia específica de la interferencia.
La probabilidad de error para tales sistemas está determinada por la fórmula
De ahí se sigue que para = - 1 , es decir. s 1 (t) = - s 2 (t), el sistema proporciona la mayor inmunidad potencial al ruido. Este es un sistema con señales opuestas. Para ella = 2q 0. Una implementación práctica de un sistema con señales opuestas es un sistema de manipulación por desplazamiento de fase.
Es conveniente comparar varios sistemas para transmitir mensajes discretos mediante un parámetro que representa la relación señal / ruido reducida en la salida del receptor óptimo para un método de transmisión dado.
En general, se puede registrar una señal radiotelegráfica
s i (t) = А i (t) cos (), 0
¿Dónde están los parámetros de la oscilación? Y yo,, adoptan determinados valores en función del tipo de manipulación.
Para modulación por desplazamiento de amplitud A 1 (t) = A 0, A 2 = 0,
Para FSK A 1 (t) = A 2 (t) = A 0,... Con la elección óptima del espaciado de frecuencia () 2, donde k- un número entero y obtenemos
Para modulación por desplazamiento de fase A 1 (t) = A 2 (t) = A 0,
La comparación de las fórmulas obtenidas muestra que de todos los sistemas para transmitir señales binarias, la mayor inmunidad potencial al ruido la proporciona un sistema con modulación por desplazamiento de fase. En comparación con el FM, le permite obtener una ganancia de potencia doble y, en comparación con el AM, cuatro veces mayor.
En los sistemas de comunicación, una señal suele estar compuesta por una secuencia de señales simples. Entonces, en telegrafía, cada letra corresponde a una combinación de código que consta de cinco mensajes elementales. También son posibles combinaciones más complejas. Si los chips que componen la palabra de código son independientes, la probabilidad de recepción errónea de la palabra de código está determinada por la siguiente fórmula:
P ok = 1 - (1 - P 0) n,
donde Р 0 es la probabilidad de error de una señal elemental, n es el número de señales elementales en una palabra de código (valor de código).
Cabe señalar que la probabilidad de error en los casos considerados anteriormente está completamente determinada por la relación entre la energía de la señal y la densidad espectral de interferencia y no depende de la forma de la señal. En el caso general, cuando el espectro de interferencia difiere del uniforme, la probabilidad de error se puede reducir cambiando el espectro de la señal, es decir, su forma.
PREGUNTAS DE CONTROL
1. ¿Cuál es el propósito de un demodulador en un sistema de comunicación digital? ¿Cuál es su principal diferencia con un demodulador de sistema analógico?
2. ¿Cuál es el producto escalar de las señales? ¿Cómo se usa en el algoritmo del demodulador?
3. ¿Se pueden utilizar filtros combinados en un demodulador óptimo?
4. ¿Cuál es el "criterio del observador ideal"?
5. ¿Cuál es la regla de máxima verosimilitud?
6. ¿Cómo se elige el umbral del solucionador? ¿Qué pasa si lo cambias?
7. ¿Qué es el algoritmo de toma de decisiones en RU?
8. Explique el propósito de cada bloque demodulador.
11. Algoritmo del demodulador óptimo y su diagrama funcional para FM.
12. Explique la diferencia en la inmunidad al ruido de los sistemas de comunicación con diferentes tipos de modulación.
13. Explique los oscilogramas obtenidos en diferentes puntos de control del demodulador (para uno de los tipos de modulación).
LITERATURA
1. Zyuko A.G., Klovsky D.D., Nazarov M.V., Fink L.M. Teoría de la transmisión de señales. M.: Radio y comunicación, 1986.
2. Zyuko A.G., Klovsky D.D., Korzhik V.I., Nazarov M.V. La teoría de la comunicación eléctrica. M.: Radio y comunicación, 1998.
3. Baskakov S.I. Circuitos y señales de ingeniería radioeléctrica. M.: Escuela superior, 1985.
4. Gonorovsky I.S. Circuitos y señales de ingeniería radioeléctrica. M.: Radio soviética, 1977.
BREVE DESCRIPCIÓN DE LOS CIRCUITOS Y SEÑALES ESTUDIADOS
La obra utiliza un soporte universal con un bloque reemplazable "MODULADOR - DEMODULADOR", cuyo esquema funcional se muestra en la Fig. 20.1.
La fuente de la señal digital es CODER-1, que produce una secuencia periódica de cinco símbolos. Con los interruptores de palanca, puede configurar cualquier combinación de código de cinco elementos, que se indica mediante una línea de cinco indicadores LED con la inscripción "TRANSMITADO". La modulación (manipulación) de los símbolos binarios de oscilaciones de "alta frecuencia" en amplitud, frecuencia o fase se realiza en el bloque MODULATOR, dependiendo de la posición del interruptor "MODULATION TYPE" - AM, FM, FM u OFM. En la posición "cero" del interruptor, la salida del modulador está conectada a su entrada (sin modulación).
El CANAL DE COMUNICACIÓN es un combinador de la señal de la salida del modulador y el ruido, cuyo generador (GS) se encuentra en el bloque FUENTES DE SEÑAL. El generador interno de ruido cuasi-blanco, simulando el ruido del canal de comunicación, opera en la misma banda de frecuencia en la que se ubican los espectros de las señales moduladas (12-28 kHz).
El DEMODULADOR se realiza de acuerdo con un esquema coherente con dos ramas; conmutación de tipos de modulación - común con el modulador. Por tanto, las señales de referencia s 0 ys 1 y las tensiones umbral en los puntos de prueba del soporte cambian automáticamente al cambiar el tipo de modulación.
Los signos (X) en el diagrama funcional designan multiplicadores de señal analógica hechos en circuitos integrados especializados. Los bloques integradores se basan en amplificadores operacionales. Los interruptores electrónicos (no mostrados en el diagrama) descargan los capacitores integradores antes del comienzo de cada símbolo.
Los sumadores (e) están diseñados para introducir valores de voltaje umbral en función de la energía de las señales de referencia s 1 y s 0.
El bloque "RU" - un solucionador - es un comparador, es decir, un dispositivo que compara los voltajes en las salidas de los sumadores. La "solución" en sí misma, es decir la señal "0" o "1" se aplica a la salida del demodulador en el momento anterior al final de cada símbolo y se almacena hasta que se toma la siguiente "decisión". Los momentos de tomar una "decisión" y la posterior descarga de los condensadores en los integradores se establecen mediante un circuito lógico especial que controla los interruptores electrónicos.
Para la demodulación de señales con OFM, se agregan bloques (no mostrados en el diagrama) al circuito demodulador PM, que comparan las decisiones anteriores y posteriores del demodulador PM, lo que permite concluir sobre un salto de fase (o su ausencia). en el símbolo recibido. En presencia de tal salto, la señal "1" se envía a la salida del demodulador, de lo contrario - "0". La unidad enchufable tiene un interruptor de palanca que cambia la fase inicial (j) de la oscilación de referencia (0 op), solo para FM y OFM. Para el funcionamiento normal del demodulador, el interruptor de palanca debe estar en la posición cero.
Con la manipulación de amplitud, se proporciona la posibilidad de establecer manualmente el umbral para estudiar su influencia en la probabilidad de un error en la recepción de un símbolo. La probabilidad de error se estima en el PC contando el número de errores durante un determinado tiempo de análisis. Las señales de error en sí mismas (en un símbolo o "letra") se forman en un bloque especial del stand ("CONTROL DE ERRORES"), ubicado debajo del bloque DAC. Para el control visual de errores, el stand cuenta con indicadores LED.
Como instrumentos de medición se utilizan un osciloscopio de dos canales, un voltímetro integrado y una PC que funciona en el modo de conteo de errores.
TAREA
1. Estudie las secciones principales del tema sobre las notas de clase y la literatura:
S. 159-174, 181-191; con. 165¸192.
TAREA DE LABORATORIO
1. Observe las formas de onda de las señales en diferentes puntos del circuito demodulador sin ruido en el canal.
2. Observar la aparición de errores en el funcionamiento del demodulador en presencia de ruido en el canal. Estime la probabilidad de error para AM y FM a un valor fijo de la relación señal / ruido.
3. Obtenga la dependencia de la probabilidad de error en AM del voltaje umbral.
INSTRUCCIONES
1. Funcionamiento del demodulador en ausencia de interferencias.
1.1. Ensamble el esquema de medición de acuerdo con la Fig. 20.2 Con los interruptores de palanca KODER-1, marque cualquier combinación binaria de 5 elementos. Coloque la perilla del regulador "UMBRAL AM" en la posición extrema izquierda. En este caso, el regulador se apaga y el umbral se establece automáticamente al cambiar el tipo de modulación. Coloque el interruptor de fase de oscilación de referencia del DEMODULADOR en la posición "0 0". Conecte la salida del generador de ruido (SN) en el bloque FUENTES DE SEÑAL a la entrada n (t) del CANAL DE COMUNICACIÓN. El potenciómetro de salida del generador de ruido está en la posición extrema izquierda (sin voltaje de ruido). Conecte la entrada de sincronización externa del osciloscopio a la toma C2 en el bloque FUENTES, y cambie los amplificadores de la desviación vertical de los haces al modo con una entrada abierta (para pasar las componentes constantes de los procesos investigados).
1.2. Usando el botón para cambiar los tipos de modulación, configure la opción “0”, correspondiente a la señal en la entrada del MODULADOR. Habiendo eliminado el oscilograma de esta señal y, sin cambiar el modo de barrido del osciloscopio, seleccione uno de los tipos de modulación (AM). Dibuja formas de onda en los puntos de control del demodulador:
· A la entrada del demodulador;
· En las salidas de los multiplicadores (en la misma escala a lo largo del eje vertical);
· En las salidas de los integradores (también en la misma escala);
· A la salida del demodulador.
En todos los oscilogramas obtenidos, marque la posición del eje del tiempo (es decir, la posición del nivel de señal cero). Para hacer esto, puede fijar la posición de la línea de barrido cuando cierra los terminales de entrada del osciloscopio.
1.3. Repita el ítem 1.2 para otro tipo de manipulación (FM).
2. Funcionamiento del demodulador en condiciones de interferencia.
2.1. Configure FM con el interruptor MODULATION VIEW. Conecte una de las entradas del osciloscopio de doble haz a la entrada del modulador y la otra a la salida del demodulador. Obtenga formas de onda estacionarias de estas señales.
2.2. Incrementar suavemente el nivel de ruido (usando el potenciómetro GSH) para lograr la aparición de "fallas" raras en el oscilograma de salida o en la placa de entrada. ACEPTADO.
2.3. Mida la relación señal / ruido especificada con un osciloscopio. Para hacer esto, desconectando sucesivamente la fuente de ruido, mida la oscilación de la señal (en divisiones en la pantalla) - 2a - en la entrada del demodulador (es decir, la doble amplitud de la señal), y desconectando la fuente de señal de la entrada del canal y restaurando la señal de ruido, mida la oscilación del ruido (también en divisiones) - 6s. Ingrese la razón encontrada a / s en la tabla 20.1.
2.4. Configure AM, FM y FM en serie con el interruptor "Tipo de modulación", observando la tasa de error mediante los parpadeos del LED "ERROR" o desde el oscilograma de la señal de salida del demodulador. Registre los resultados de las observaciones.
2.5. Sin cambiar el nivel de ruido en el canal, mida la probabilidad de error del demodulador al recibir un símbolo durante un tiempo de análisis finito (es decir, una estimación de la probabilidad de error). Para hacer esto, ponga la PC en el modo de medición de probabilidad de error (ver APÉNDICE) y configure el tiempo de análisis en 10¸30 s. Comenzando con FM (y luego - FM y AM), determine el número de errores durante el análisis y estime la probabilidad de error. Ingrese los datos obtenidos en la tabla. 20.1.
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3.1. Use el interruptor MODULATION TYPE para configurar AM. Ponga el potenciómetro de salida del generador de ruido al mínimo. Con un osciloscopio conectado a la salida del integrador inferior, mida la oscilación vertical del voltaje de diente de sierra en voltios - U máx.
3.2. Prepare la tabla 20.2, proporcione en ella al menos 5 valores del umbral de poro U.
Tabla 20.2 Estimación de la probabilidad de error en función del umbral (para AM)
3.3. Ajustar el valor umbral U max / 2 con el potenciómetro "THRESHOLD AM" (midiendo la tensión "E 1/2" en el punto de control del demodulador con un voltímetro cc). Aumente el nivel de ruido en el canal hasta que ocurran fallas poco frecuentes. Sin cambiar el nivel de ruido, mida la estimación de la probabilidad de error para este umbral (U max / 2) y luego para todos los demás valores del poro U. Construya una gráfica de la dependencia P osh = j (poro U).
El informe debe contener:
1. Diagrama funcional de medidas.
2. Oscilogramas, tablas y gráficos para todos los puntos de medición.
3. Conclusiones sobre las cláusulas 2.4 y 3.3.
También. Ahora podemos hablar del demodulador. El tema de la demodulación es muy voluminoso y merece más de un libro. Intentaré esbozar brevemente la arquitectura del demodulador y el propósito de los bloques principales. Con suerte, para algunas personas, este artículo será un buen punto de partida.
Datos iniciales:
1. Archivo de señales digitalizadas de la salida del receptor en una banda ancha de frecuencia. Por ejemplo, tiene un ADC con una frecuencia de muestreo de 200 MHz. Con este ADC, puede digitalizar señales en un ancho de banda de hasta 100 MHz. Luego, en modo diferido, analice y demodule todas las señales en este archivo.
2. Parámetros de señal obtenidos como resultado del análisis preliminar:
- Tasa de muestreo de ADC
- bit ADC
- Frecuencia de carga
- frecuencia de reloj
- tipo de modulación
Diagrama de bloques de un demodulador en cuadratura
La frecuencia de muestreo de la señal en el ADC no es un múltiplo de la frecuencia de reloj de la señal y puede haber más de una señal en el archivo digitalizado (hasta 300). Por estas razones, el diagrama de bloques del demodulador tiene la forma que se muestra en la Fig. 1.
Arroz. 1. Diagrama de bloques de un demodulador coherente
Propósito, composición, principio de funcionamiento de módulos compuestos.
1. Lector de archivos. Aquí todo es sencillo. Por ejemplo, las muestras ADC de 16 bits se almacenan en el archivo. El demodulador trabaja con números de doble precisión. El módulo está diseñado para leer muestras de ADC de un archivo y convertirlas a formato doble. Cabe señalar que aquí hay una sutileza. El siguiente módulo es un filtro FFT que usa una transformada rápida de Fourier para lo cual es necesario que el tamaño de los bloques procesados sea un múltiplo de una potencia de 2. Por ejemplo, 218 = 262144 muestras ADC.
2. Filtro FFT. Como dije, el archivo almacena señales en una determinada banda de frecuencia. Puede haber muchas de estas señales en el archivo. Para seguir trabajando con la señal, primero debe "cortarla" eliminando todas las señales innecesarias. El filtrado en el dominio de la frecuencia es el más adecuado para esto. En pocas palabras, la operación de filtrado consta de 3 partes:
- Se realiza una transformada de Fourier directa para obtener el espectro de la señal;
- Puesta a cero del exceso de frecuencias en el espectro de la señal. Dado que conocemos la frecuencia portadora y el ancho de banda de la señal, esto no es un problema;
- Se realiza la transformada inversa de Fourier.
Como resultado, obtenemos una señal filtrada. Esto es simple, pero hay varias sutilezas. El caso es que, dado que no se trata de una señal infinita, sino de bloques de longitud finita, aparecen distorsiones de señal en los bordes del bloque. Para deshacerse de las distorsiones, es necesario filtrar bloques con superposición (superposición). Puede leer más sobre esto en el artículo Análisis FFT donde el autor habla sobre el filtrado FFT en sus dedos.
3. Generador de cuadratura. La tarea de este módulo es muy simple, al igual que su implementación: es la transferencia del espectro de la señal a frecuencia cero y la formación de los componentes en cuadratura I y Q. Debe entenderse que se suministra una señal filtrada a la entrada de el bloque. Todo parece muy complicado matemáticamente. Cualquier interesado puede leer en el libro "Comunicación digital" del autor Prokis J. p. 287 al pie de la página, comenzando con las palabras "La señal KAM y la FM multiposición se pueden representar de la siguiente manera".
En otras palabras, en el lado de la transmisión, el espectro de la señal se formó a partir de 2 componentes en cuadratura I y Q, y nuestra tarea en el lado de la recepción es obtenerlos. Esto se hace de forma muy sencilla. Primero, la señal de alta frecuencia se multiplica por una portadora con una frecuencia igual a la de la portadora de la señal. ¿Qué pasa cuando multiplicas? Los componentes armónicos de las dos señales se suman, restan, etc. Estamos interesados en su resta. Si asumimos que las frecuencias de las señales que se multiplican son iguales, entonces cuando se restan, obtenemos 0. Por lo tanto, obtenemos una transferencia del espectro de la señal a 0. Al multiplicar, obtenemos un montón de otros componentes armónicos que no obtenemos. necesitar. Cómo deshacerse de ellos se describirá a continuación. Así es como obtuvimos el primer componente de cuadratura. Para obtener el segundo, debe multiplicar la misma señal de alta frecuencia por la portadora, pero ahora está desfasada 90 °.
En mi caso, este esquema ha sufrido un cambio y tuve que agregar un interruptor. El hecho es que la propagación de las frecuencias de reloj de las señales es tan grande que en algunos casos es necesario diezmar la señal en otros por interpolación. Uno de los dos circuitos de procesamiento se selecciona en función de la frecuencia del reloj.
Mi tarea fue desarrollar un esquema que resuelva ambos problemas a la vez, ya que están íntimamente relacionados entre sí. El punto es que no es posible diezmar sin un filtrado de paso bajo.
Algunas palabras sobre la aniquilación. No puede simplemente tirar (eliminar) muestras innecesarias de la señal.
Arroz. 2. La principal regla de aniquilación
Todo parecía sencillo. Si necesita reducir la frecuencia de muestreo a la mitad, simplemente elimine los informes después de uno. Si es tres veces, entonces dejas cada tercer recuento, etc. Pero no estaba ahí. Para realizar el diezmado, es necesario cumplir la condición de que la señal original no contenga frecuencias que excedan la frecuencia de Nyquist de la señal diezmada, de lo contrario, durante el diezmado, se producirá el aliasing (aliasing).
Por ejemplo, hay una señal con una frecuencia de muestreo de 10 MHz, entonces la frecuencia de Nyquist será de 5 MHz (Figura 3 p. a). Supongamos que necesitamos diezmar 2 veces. En este caso, la nueva frecuencia de muestreo será igual a 10/2 = 5 MHz, y la nueva frecuencia de Nyquist será igual a la mitad de la nueva frecuencia de muestreo 5/2 = 2,5 MHz (Figura 3 p. B). Así, para no introducir distorsiones en la señal asociada al aliasing, es necesario realizar un filtrado de paso bajo con un filtro antes del procedimiento de diezmado (remoción) con un filtro cuya banda de paso debe ser menor que la nueva frecuencia de Nyquist (Figura 3 , pág. C).
Arroz. 3. Un ejemplo de diezmado en 2 veces
En cierto modo, descubrimos el filtrado de armónicos laterales.
El segundo problema sin resolver es que la frecuencia de muestreo no es un múltiplo de la frecuencia de reloj y el número de muestras de ADC por ciclo de reloj no es constante. Si se resuelven estos problemas, el circuito demodulador adicional se volverá universal y no dependerá de la frecuencia del reloj de la señal. Como resultado de mi investigación, llegué a la conclusión de que 10 muestras por ciclo son suficientes para un mayor procesamiento de la señal.
Ahora echemos un vistazo más de cerca al lado izquierdo del bloque. Vemos que se aplica un diezmado en dos etapas. Esto se hace porque si la frecuencia de reloj de la señal es pequeña, entonces el factor de diezmado se vuelve tan grande y la frecuencia de Nyquist se vuelve tan baja que es difícil implementar un filtro de paso bajo. Por ejemplo, con una frecuencia de muestreo de 200 MHz y una frecuencia de reloj de señal de 20 KHz, tenemos 200 MHz / 20 KHz = 10,000 muestras por ciclo de reloj. Dividimos el número resultante entre 10 ya que queremos obtener una frecuencia de muestreo fija de 10 * Ft en la salida. Obtenemos el valor 10000/10 = 1000. En este caso, ¡necesitamos diezmar en 1000! una vez.
Para resolver este problema, se desarrolló un esquema de diezmado por fases de 2 cascadas. Con este enfoque, se multiplican los factores de diezmado de las cascadas. Es decir, para realizar una diezmación de 1000 veces, son suficientes 2 etapas con 25 y 40 décimas, si el coeficiente de diezmado no es grande, entonces solo se usa una cascada. Los factores de diezmado se seleccionan de tal manera que la tasa de muestreo final se acerque lo más posible a 10 * Ft.
6. Módulos que operan a una frecuencia de 10 * Ft. A partir de esta etapa, todos los módulos demoduladores operan en las mismas condiciones, independientemente de las condiciones iniciales. Es muy conveniente para la depuración y le permite utilizar los siguientes módulos para diferentes soluciones. De hecho, antes de eso hubo etapas preparatorias. Ahora comienza la demodulación. Esta solución también es conveniente porque los pasos anteriores pueden descartarse si tiene muestras complejas de la señal digitalizada con una frecuencia de muestreo de 10 * Ft. Es decir, se puede aplicar un esquema de demodulación cuando el filtrado de señales, la conformación de cuadraturas y el diezmado se realizan en hardware. Esta solución aumentará la velocidad de demodulación en órdenes de magnitud.
¿Por qué exactamente 10 * Ft? El número 10 se obtiene de experimentos. Quería mejorar la calidad del cambiador de fase y el filtro adaptado, pero al mismo tiempo no perder mucho en la velocidad de procesamiento.
7. Amplificador. Realiza la operación de multiplicar las muestras de señal por el valor obtenido de la salida del sistema de control automático de ganancia (ACCU).
8. Phaser. Al determinar los parámetros de la señal, recibimos un error en la determinación de la frecuencia portadora y un error en la fase inicial. Un error en la determinación de la frecuencia de la señal conduce al hecho de que los puntos de la constelación giran constantemente. El sentido de rotación (en sentido horario o antihorario) depende del signo del error. Supongamos que determinamos la frecuencia de la señal sin error o eliminamos el error, pero no conocemos la fase inicial de la señal. Un error en la determinación de la fase inicial conduce al hecho de que la constelación se inclinará en un ángulo igual al error de determinación. El módulo de cambio de fase elimina estos errores. Su tarea es evitar la rotación e inclinación de la constelación de señales. El desfasador funciona constantemente ya que la frecuencia portadora de la señal puede no ser constante.
9. Filtro emparejado. Al transmitir señales, siempre hay una lucha entre la velocidad de transmisión y el ancho de banda de la señal. El hecho es que cuanto mayor es la velocidad de transmisión, más amplio es el espectro de la señal. En los sistemas de transmisión de datos, el costo del servicio prestado depende del ancho de banda de la señal. Hay un lado más del problema. Las señales se transmiten a través de canales de comunicación digital con pulsos rectangulares. Un pulso rectangular tiene un espectro infinito. Un caso extremo de transmisión de datos es cuando "0" y "1" (meandro) se transmiten secuencialmente. El espectro del meandro es proporcional a la función sinc (x).
Para reducir el ancho de banda en el lado de transmisión, la señal se filtra para eliminar los componentes de alta frecuencia, pero el filtrado da como resultado una interferencia entre símbolos. Si conoce la ley (regla) del filtrado, en el lado receptor puede realizar una transformación inversa que eliminará el efecto dañino de la interferencia entre símbolos. Ésta es la tarea del filtro emparejado.
10. Decimador por 5. Convierte una frecuencia de muestreo de 10 * Ft a 2 * Ft. Por lo tanto, el factor de diezmado se da 5.
11. Módulos que operan a una frecuencia de 2 * Ft. A partir de esta etapa, todos los módulos demoduladores operan a 2 * Ft (doble velocidad de reloj). 2 * Ft es la frecuencia mínima a la que pueden funcionar el ecualizador adaptativo y el solucionador.
12.Corrector adaptativo. Como resultado del paso de una señal a través de la atmósfera o, por ejemplo, debido a la re-reflexión de una señal de los edificios, se superponen interferencias no lineales, cuya característica está estrechamente relacionada con la característica del canal de transmisión de datos. . El propósito del ecualizador adaptativo es calcular las características del canal de transmisión de datos y eliminar su influencia en la calidad de la señal.
13. Toma de decisiones. Sal demoduladora. Es aquí donde se toma una decisión sobre el punto aceptado en la constelación de señales. El punto aceptado se "atrae" al punto de referencia según el criterio de distancia mínima. Los errores para el sistema de control automático de ganancia, el sistema de recuperación de portadora y el sistema de recuperación de reloj se calculan a partir de dos puntos del avión (recibidos y de referencia).
14. Circuitos de retroalimentacion. Para el amplificador (7), el sistema de control automático de ganancia (ACCU) calcula el coeficiente por el que debe multiplicarse la señal para que encaje completamente con la constelación. Para el desfasador (8), el sistema de recuperación de portadora (SHR) calcula el error en la determinación de la frecuencia de la portadora y su fase inicial. Para las unidades de diezmado (5), el sistema de sincronización de reloj calcula el error al determinar la frecuencia de reloj y su fase inicial.
Eso es todo. Resultó incluso más de lo planeado. Realmente espero que alguien use mi conocimiento.
En general, un demodulador de una señal modulada por desplazamiento de fase es un PD, una entrada de la cual recibe una señal modulada y la otra recibe una señal de una fuente de oscilación de referencia. Para detectar una señal con cuatro valores de fase, se requieren dos PD, a los que llega la señal de entrada con la misma fase, y las señales de la fuente de oscilación de referencia con un desplazamiento de fase de 90 ° entre sí. Al demodular señales con OFM, es necesario comparar las fases de la señal recibida en dos intervalos de reloj adyacentes.
Debido a la alta tasa de modulación, los demoduladores de señal OFM tienen varias características. La demodulación se lleva a cabo en el FI, mientras que se requiere crear una ruta con un ancho de banda de 500-1000 MHz.
En el demodulador de señal OFM-4 retransmitido a una velocidad de 200 Mbit / s, se utiliza un circuito PD con 3 dB KNO, formado por dos acopladores direccionales con comunicación distribuida (8,34 dB cada uno). Este circuito usa solo dos diodos. Tiene buenas características de impedancia y alta sensibilidad. Se pueden utilizar cuatro diodos para mejorar la coincidencia.
Si la demodulación se realiza a una frecuencia intermedia, se puede aplicar el control automático de frecuencia. (AFC) heterodino. La figura muestra el diagrama de bloques del receptor. La señal de entrada junto con la señal LO ( Geth.) entra en el mezclador reductor (Cm.), y después de la amplificación en el amplificador de FI - a la entrada del demodulador de señal (Dmd) y detector AFC (Det. AFC). El demodulador es un PD, en el que la señal de la línea de retardo, retardada por la duración del intervalo de reloj, se utiliza como oscilación de referencia. Frecuencia intermedia F SI exactamente cinco veces la velocidad del reloj F T, por lo tanto, el circuito detector AFC es similar al circuito demodulador, pero el retardo se lleva a cabo por el valor del intervalo de reloj más p / 2. Las señales del dispositivo de regeneración y el detector AFC van al circuito AFC y forman en su salida una señal de control del oscilador local, que lo reconstruye para que mantenga constantemente F SI = 5F T.
ESQUEMA DE RECUPERACIÓN DEL PORTADOR Y SUS PARÁMETROS
La ausencia de la componente de frecuencia portadora en el espectro de la señal OFM requiere su restauración en el receptor para llevar a cabo una detección coherente. Entre los esquemas de recuperación de portadora conocidos en los DSP de microondas de alta velocidad, el más utilizado es el esquema con remodulación (a veces se usan los nombres: un esquema con un remodulador, con un modulador inverso o de recuperación). La figura muestra un diagrama de bloques del demodulador, en el que se realiza la detección coherente de la señal OFM-4, y como SVN se utiliza un circuito con remodulación y un anillo PLL. La señal de entrada del amplificador de FI va a un detector de fase de cuatro posiciones (4-PD) y a través de la línea de retardo
L31 a 4-FMd, de las cuales dos entradas digitales se alimentan con señales detectadas con salida 4FD. Las señales de la portadora reconstruida y del generador de voltaje de control (VCO) se envían al FD del PLL a través de la línea de retardo L32 y desde la salida 4-FMd. La señal de control del VCO está formada por el PD y el filtro del anillo PLL. Este circuito contiene un mínimo de elementos que determinan el tiempo de retardo del anillo PLL, su funcionamiento no depende de la sincronización de la frecuencia del reloj.
ALGUNAS APLICACIONES DE MODULADORES Y DEMODULADORES OFM
Para aumentar la cantidad de información transmitida mientras se mantiene una tasa de modulación constante, se propone utilizar una señal de modulación de fase de amplitud de 16 niveles. El modulador de señal consta de dos 4-FMd, que reciben señales digitales, dos para cada uno, y una señal del generador de portadora. Las señales moduladas se suman y el caso óptimo para la detección es cuando una de las señales sumadas es 6 dB menor que la otra. El resultado es una señal AFM de 16 niveles, cuyo espacio de señal se muestra en la figura. Al detectar, se realizan las operaciones inversas, que se pueden implementar en un demodulador usando SVH con modulación secundaria. La figura muestra un diagrama de bloques de dicho demodulador. Llega la señal de entrada “y el primer detector de fase de cuatro posiciones (4-PD1) junto con la oscilación de referencia de la portadora reconstruida del VCO, a la salida del dispositivo de regeneración obtenemos dos secuencias transmitidas con mayor amplitud. Las mismas secuencias, simultáneamente con la señal del VCO, se alimentan al 4-FMd, que modula la segunda vez. Con la ayuda de la señal del 4-FMd y la entrada en la salida del anillo PD del PLL, se forma la señal de control del VCO, y cuando se resta, la señal que se alimenta al 4-PD2 junto con la señal de la oscilación de referencia y forma otras dos secuencias transmitidas en sus salidas.
Un análisis de la literatura muestra una tendencia hacia el desarrollo de sistemas de comunicación digital de alta velocidad de la gama de microondas con varios tipos de modulación de fase portadora. El dominio de las longitudes de onda milimétricas y cuasi milimétricas impone grandes exigencias al diseño de dispositivos que realizan modulación y demodulación de alta velocidad de la fase de la señal. Se pueden distinguir las siguientes direcciones principales de diseño:
- modulación de la fase portadora de los rangos de onda milimétrica y cuasi milimétrica con una velocidad de hasta 250 Mbit / s utilizando alfiler- diodos;
- modulación de la fase de la señal en el rango de 1-2 GHz a una velocidad de hasta 400 Mbit / s utilizando DSS;
- el uso de métodos de modulación similares en la implementación de la transferencia de información por el método OFM en el DRL con una frecuencia intermedia de 140 MHz;
- uso en el diseño de elementos en el MPL, fabricados con tecnología de película delgada;
- detección coherente de una señal de banda ancha modulada en fase en la gama de 1-2 GHz, incluidos los casos en que los espectros de las señales de entrada y detectadas se encuentran cerca uno del otro;
- creación de un circuito de recuperación de portadora, que tiene una gran relación señal / ruido de la portadora recuperada y un pequeño error de fase de estado estable con un ancho de banda de captura amplio;
- el uso de tipos de modulación que permitan aumentar la cantidad de información transmitida en un canal de radio y mejorar las características de detección de señales.
DEMODULADOR DIGITAL RSP
El demodulador es la unidad más compleja del RSP digital que determina los indicadores de calidad de la ruta de transmisión en su conjunto.
Al demodular sistemas OFM, se utilizan métodos tanto coherentes como incoherentes.
Algoritmo óptimo(figura a)
Filtro emparejado SF con función de transferencia compleja conjugada con la densidad espectral de la señal S (t) o se utiliza un correlador que contiene un oscilador de referencia Гк, un multiplicador y un integrador con reset en el momento t 0 = T(Figura b)). El diseño de estos circuitos provoca importantes dificultades para obtener una tensión de referencia coherente. En circuitos reales (Figura 18 c)) en los que el voltaje de referencia se obtiene utilizando un circuito de recuperación de portadora coherente VKN, y en lugar de un integrador ideal con un reinicio, se utiliza un filtro de paso bajo con un ancho de banda de 1.2VC (VC es el frecuencia numéricamente igual a la velocidad de transmisión). Como solucionador, se utiliza un regenerador de señal binaria, que incluye un circuito de extracción de señal de frecuencia de reloj. La decisión sobre qué señal se recibe 0 o 1 se toma en el medio Para el pulso.
ESQUEMA DE RECUPERACIÓN DEL PORTADOR COHERENTE
Los esquemas principales son:
El circuito para multiplicar la señal PM de acuerdo con la multiplicidad del sistema para eliminar la modulación.
Circuito Costas que contiene un generador de señal portadora de referencia sintonizable impulsado por la señal de error obtenida al comparar los polinomios digitales de entrada y salida del regenerador.
Esquema de reconstrucción de portadores coherentes de Siforov. Una variación del circuito Costas es un demodulador en el que la señal de control de la portadora de referencia es modulada por las señales de los regeneradores, y la señal de error se determina comparando las de entrada y las de regeneración.
La señal OFM-2 se eleva al cuadrado y se compara en el PD del bucle PLL con la señal del generador de FI mediante la tensión de control del VCO, cuya frecuencia también se multiplica por dos.
Circuito de modulación inversa. La señal manipulada S (t) se alimenta a la entrada del modulador IF MD, y a la entrada de la banda base la secuencia es donde se forma el símbolo inverso en la salida del PD. La señal de FI recuperada de esta manera se envía al PD del sistema PLL, donde se compara con la señal de VCO.
En los sistemas de baja velocidad, a veces se usa la recepción de autocorrelación simple de señales con OFM. La señal de FI retardada por la duración de la señal de reloj se utiliza como señal de generador de referencia.
El diagrama de bloques del demodulador de autocorrelación OFM-2 se muestra en la figura.